Curso de Electrónica de Potencia – Parte 5 - Los IGBTs (CUR2005S)

5.1 - El IGBT

IGBT es el acrónimo de Insutaled-Gate bipolar Transistor, es decir Transistor Bipolar con Compuerta Aislada.

Es un transistor que, en la conducción, es decir, entre el colector (C) y el emisor (E), se comporta como un transistor bipolar, pero no es disparado por una corriente, porque en lugar de la base tenemos una compuerta como un transistor de efecto de campo.

Así que su disparo se hace por una tensión, lo que causa que en la operación del dispositivo ello se comporte como un MOSFET.

Podemos entonces decir que este dispositivo "combinado" tiene las características de los dos componentes:

 

Como MOSFET

Está controlado por una tensión

Requiere los mismos circuitos de disparo que los utilizados con los MOSFETs de potencia

La velocidad de conmutación es mayor que la obtenida con el bipolar

 

Como un bipolar

La caída de tensión que se produce cuando el dispositivo está conduciendo es mucho menor que la que ocurre en un MOSFET en la conducción

El IGBT no tiene un diodo inverso intrínseco

No hay tensión de bloqueo inverso

 

Vea entonces que los transistores bipolares de potencia tienen características que permiten su uso en el control de altas corrientes con muchas ventajas. Sin embargo, sus características de entrada, que requieren altas corrientes, ya que operan como amplificadores actuales traen ciertas desventajas en algunas aplicaciones.

Por otro lado, los transistores de efecto de campo de potencia MOS también pueden controlar altas potencias con muchas ventajas debido al hecho de que requieren tensión para el disparo, ya que, aunque son dispositivos de alta impedancia, tienen como desventaja un bajo velocidad de conmutación debido a la capacitancia de la compuerta que aumenta con la intensidad de corriente (ancho de canal) que debe ser controlada.

Al unirse a la buena en estos dos tipos de Transistores, el IGBT es un componente que se hace cada día más recomendado para la conmutación de cargas de alta corriente en régimen de alta velocidad.

En la figura 1 tenemos el símbolo utilizado para representar el IGBT.

 

  Figura 1 – Símbolo del IGBT
Figura 1 – Símbolo del IGBT

 

 

De la misma manera que en el caso de los transistores Bipolares y MOSFET tenemos dos tipos de IGBTs en cuanto a la polaridad, que determinan la dirección de la conducción de la corriente entre el colector y el emisor.

Estos tipos son equivalentes a los NPN y PNP de los transistores Bipolares, siendo llamados "canal n" o "canal p".

El más común, y que vamos a utilizar en nuestros ejemplos, son los de canal n.

 

La estructura IGBT

En la figura 2a tenemos la estructura de un transistor de efecto de campo de potencia (MOSFET), mientras que en la figura 2b tenemos la estructura de un IGBT.

 

Figura 2 – La estructura del MOSFET y IGBT
Figura 2 – La estructura del MOSFET y IGBT

 

 

Como podemos observar, la única diferencia que existe en ambas estructuras es la presencia de una zona p + en el IGBT.

Por la presencia de esta capa, los huecos se inyectan en la capa n altamente resistiva de modo que se cree un exceso de portadores.

Con el aumento de conductividad resultante de la capa n, se puede reducir la tensión en el estado ON del IGBT.

El resultado de esto es que obtenemos para el IGBT una considerable reducción de la tensión en el estado máximo de conducción, como se indica en las curvas de la figura 3.

 

Figura 3 – Comparación de las características entre los MOSFETs de potencia y el IGBT
Figura 3 – Comparación de las características entre los MOSFETs de potencia y el IGBT

 

 

Mientras que las tensiones aumentan casi linealmente con el aumento en corriente en un MOSFET común de potencia, en el IGBT el tensión aumenta mucho menos agudamente con el aumento de la corriente.

Vea que, para un aumento de corriente de 0 a 6 ampères, la tensión sube de 0 a 5 V con alimentación de 20 V en el caso de MOSFET de potencia, mientras que para un IGBT accionado con 17 v, la tensión sube de 0 a solamente 4 V aproximadamente, cuando la corriente va a 24 ampères.

Lo que pasa es que la resistencia RBengt (la resistencia entre el dreno y la fuente en la conducción) es influenciada principalmente por una región central de poca dopaje, que es esencial para obtener una capacidad de bloqueo de tensión.

Con la presencia de una camada P en el IGBT, tenemos un excedente de portadores en la región central. Como resultado del umbral de tensión, que se crea en la unión PN en el lado del colector, un transistor IGBT de 1000 V tiene una resistencia en el estado reducida de un factor de 5 veces en comparación con el de un MOSFET de las mismas características de bloqueo y la misma área de inserción.

 

Circuito Equivalentes y Estructuras

Podemos comparar un IGBT con un circuito formado por un transistor de efecto de campo que controla la corriente base de un transistor bipolar, vea la figura 4.

 

Figura 4 –  Circuito equivalente a un IGBT
Figura 4 – Circuito equivalente a un IGBT

 

 

En la figura 4 también tenemos la capacitancia parásita de este circuito que influyen principalmente en su velocidad de Conmutación.

Otra manera de representar el circuito equivalente de un IGBT se ejemplifica en la figura 5.

 

   Figura 5 – Otra representación para un circuito equivalente al IGBT
Figura 5 – Otra representación para un circuito equivalente al IGBT

 

 

En esta representación tenemos un transistor PNP excitado por un MOSFET de canal N una configuración pseudo-Darlington. El transistor JFET fue incluido en el circuito equivalente para representar la contracción en el flujo de corriente entre los pozos P.

Actualmente hay dos estructuras básicas utilizadas en la construcción de los IGBTs, que se muestran en la figura 6.

 

Figura 6 – Estructuras IGBT
Figura 6 – Estructuras IGBT

 

 

El primero se llama la estructura PT y el segundo NPT, que fue desarrollado por Siemens.

La estructura PT (Punch Through = perforado a través) tiene capas epitaxiales características y una región N + dopado (capa Búfer) y una región N - sobre un substrato dopado con polaridad P.

La duración de la vida de los portadores de la carga es minimizada por la difusión fuerte del metal, o por la radiación de alta energía.

La materia prima de la estructura del TNP (Non Punch Through) es una Wafer Homogénea dopada con impurezas N-. En la parte posterior, se crea una capa P especialmente formada durante el proceso de la Wafer. En este caso, no es necesario limitar la vida útil de los portadores de carga.

En ambos casos la estructura de célula de un IGBT típico se forma en la parte delantera.

 

Características de la Conmutación

Los IGBTs son componentes usados principalmente como interruptores en convertidores de frecuencia, inversores, etc.

En estos usos normalmente una carga inductiva se enciende y se apaga, con esto que puede aparecer las altas tensiones inversas contra las cuales el dispositivo debe ser protegido.

Esta protección se hace con el uso de diodos o incluso con circuitos similares a los que estudiamos en el caso de los MOSFETs de potencia en el capítulo anterior.

Cuando el IGBT se enciende otra vez, la corriente en el diodo funciona inicialmente como cortocircuito.

La carga almacenada debe ser retirada inicialmente para que el diodo bloquee la tensión. Esto hace que aparezca una corriente que se suma a la corriente de la carga, que se llama la corriente inversa de la recuperación del diodo o la IRR.

El máximo de la corriente IRR se produce cuando la suma de las tensiones instantáneas sobre el IGBT y el diodo equivalen a la tensión de alimentación, según el ejemplo del gráfico de la figura 7.

 

Figura 7 – Corrientes en el IGBT en la Conmutación
Figura 7 – Corrientes en el IGBT en la Conmutación

 

 

Cuando el IGBT se apaga, el resultado es una variación de la corriente, y esto causa un pico de sobretensión debido a la variación de la corriente en las inductancias parásitas, véase la figura 8.

 

Figura 8 – Transitoria  en el IGBT
Figura 8 – Transitoria en el IGBT

 

 

Este pico de tensión es responsable de las pérdidas y requiere un aumento de tiempo muerto entre la conducción de dos dispositivos similares cuando se utiliza en una configuración de media puente.

Un punto importante que debe tenerse en cuenta en cada dispositivo de conmutación es el efecto Miller.

El efecto Miller no es más que la realimentación de la tensión emisión-colector (VCE) a través de la capacitancia existente entre la compuerta y el colector de dispositivos (Cgc).

Esto significa que una variación de la tensión entre colector y emisor (VCE) tiene el mismo efecto que una fuente de corriente interna en el circuito de polarización, donde la intensidad de esta corriente se da por la expresión:

 

IG = [ Cgc(Vce) x dvce ] / dt

 

 

Desafortunadamente, Cgc no es constante, cambiando el valor con la tensión entre el colector y el emisor. Las variaciones más grandes del Cgc ocurren exacto con las pequeñas tensiones entre el emisor y el colector.

Como resultado, tenemos explicaciones para algunos de los comportamientos de IGBT:

 

Cuando el IGBT se enciende (turn-on) - a partir de Vce alta y Vfw igual a cero o negativo- con una corriente constante que carga la compuerta, se obtiene un aumento lineal de la tensión de la compuerta. Con la caída de tensión entre el colector y el emisor (Vce) la corriente de polarización de la compuerta se usa para cargar Cgc, y la tensión de la puerta permanece constante.

Más adelante, cuando la tensión entre el colector y el emisor caiga, Cgc aumenta de valor de tal manera que una pequeña variación de Vce será suficiente para conducir a un aumento en la corriente de la compuerta. Solamente cuando la corriente requerida para la carga se reduce otra vez es que la tensión de la puerta aumenta. Este comportamiento puede ser observado por el gráfico en la figura 9.

 

Figura 9 – Comportamiento de IGBT en la Conmutación
Figura 9 – Comportamiento de IGBT en la Conmutación

 

 

Cuando el IGBT se apaga-a partir de Vce baja, Vfw positivo o mayor que el umbral de tensión- (Vth) - la tensión de la compuerta disminuye inicialmente casi linealmente (por la fuente de descarga de corriente constante). La capacitancia disminuida con la carga creciente aumenta la tensión. Dado que hay una fuente de polarización que está drenando la corriente de la compuerta, la tensión puerta-emisor permanece constante.

Como resultado, el VCE aumenta y la mayor parte de la corriente de descarga de la compuerta se usa para mantener la constante tensión de la puerta.

El proceso de carga finaliza cuando VCE alcanza la tensión de servicio. En la figura 10 mostramos lo que sucede en la forma de un gráfico.

 

Figura 10 – Apagado del IGBT
Figura 10 – Apagado del IGBT

 

 

SOA

Al igual que los componentes que hemos visto hasta ahora, los IGBTs también necesitan operar con seguridad.

Para saber cuáles son los límites del IGBT también tenemos gráficos que delimitan las áreas de operación segura (SOA o Safe Operating Area) que en el caso también tienen en cuenta la conmutación del dispositivo.

De hecho, mientras que en los otros dispositivos que principalmente se preocupan por lo que sucede cuando el dispositivo está conduciendo o no conduciendo, en términos de tensiones y corrientes, en el caso de los IGBTs necesitamos ir un poco más allá.

Cuando los IGBTs conmutan cargas altamente inductivas, como es el caso en el control del motor, hay tensiones inversas e incluso fenómenos que pueden poner en peligro la integridad del dispositivo,

Estas condiciones tienen en cuenta que:

a) Con la alta tensión y la corriente baja, la tensión máxima es limitada por la tensión de ruptura.

b) Con el alta corriente y la baja tensión, la corriente máxima es limitada por las condiciones de traba del tiristor parásito

c) Con la corriente y la tensión, estas magnitudes son limitadas por la disipación.

 

FBSO (Forward-Biased Safe Operating Area)

FPSO es el área de operación segura cuando el IGBT es polarizado en la dirección directa o conduciendo. Esto ocurre cuando se aplica una polarización positiva a la compuerta IGBT en la conmutación positiva, es decir, cuando se enciende.

Cuando el IGBT cambia una carga inductiva sin la presencia de un snubber, esta característica es importante.

El FPSO de un IGBT es la tensión positiva máxima que puede aparecer en el IGBT cuando está saturado.

 

RBSOA (Reverse-Biased Safe Operating Area o Turn-Off SOA)

La sigla significa Área de Operación Segura Con Polarización Inversa. Esta es la región de operación segura cuando el IGBT está apagado.

Esto ocurre cuando la compuerta (gate) deja de recibir una polarización positiva, cayendo a cero su valor o incluso a un valor negativo.

Para esta característica, la presencia de un snubber es importante. Si tomamos en cuenta el circuito equivalente del IGBT, podemos obtener un alto valor para el RBSOA reduciendo la ganancia del transistor PNP interno.

Para estas características el canal N y el canal p IGBTs se comportan de diversas maneras.

En la figura 11 tenemos las características de SOA para un IGBT típico.

 

Figura 11 – SOA para un IGBT típico
Figura 11 – SOA para un IGBT típico

 

 

SCSOA (Short Circuit Safe Operating Area)

SCSOA significa Área de Operación Segura de Cortocircuito. Indica la tensión máxima entre el colector y el emisor IGBT cuando la cancela está en cortocircuito con el emisor.

Si se sobrepasa este límite, el IGBT puede destruirse rompiendo la unión entre el colector y el emisor.

 

Cubiertas

Las cubiertas en los que se encuentran los IGBTs son básicamente los mismos encontrados para los transistores de Transistores Bipolares y para los MOSFETs de potencia.

Esto significa que simplemente observando estos componentes no podemos saber de qué se trata. Necesitamos tener el número de tipo para poder, a través de una Datasheet de información saber exactamente de qué se trata.

En la figura 12 tenemos ejemplos de cubiertas comunes para los IGBTs de la corriente más pequeña.

 

 

Figura 12 – Cubiertas comunes para IGBTs
Figura 12 – Cubiertas comunes para IGBTs

 

 

También hay módulos que reúnen en una única cubierta diversos IGBTs de alta capacidad de corriente, como se muestra en la figura 13.

 

   Figura 13 – Módulos IGBT
Figura 13 – Módulos IGBT

 

 

Los módulos de la figura pueden contener dos o más IGBTs ya interconectados para aplicaciones de alta potencia.

 

Características y especificaciones

Las características de los IGBTs, así como los transistores Bipolares y los MOSFETs son dados por las familias curvas, como se muestra en la figura 14.

 

Figura 14 – Familia de curvas IGBT
Figura 14 – Familia de curvas IGBT

 

 

En particular, los puntos próximos al inicio de la conducción, que se dan en la figura 15.

 

  Figura 15 – Región de curvas cerca del inicio de la conducción
Figura 15 – Región de curvas cerca del inicio de la conducción

 

 

Vea que este tipo de transistor necesita tensiones más altas para la saturación, lo que requiere circuitos de disparo.

Como con los otros dispositivos los parámetros de funcionamiento se dan según dos condiciones: grados máximos absolutos (Absolute Máximum Ratings) y condiciones de funcionamiento recomendadas dadas por las características eléctricas (Electrical Characterístics).

Además, tenemos las especificaciones de temperatura (Thermal Characterístics) que indican los límites de esta magnitud, que también deben obedecerse para que el componente funcione correctamente dentro de lo que el fabricante ofrece rendimiento.

Los máximos absolutos no pueden ser sobrepasados de ninguna manera sin el peligro de la destrucción del componente.

Por supuesto, el dispositivo no debe funcionar al máximo, pero dentro de un rango que tenga en cuenta las tolerancias y con ello la máxima seguridad en el uso.

Este rango es dado por las condiciones de funcionamiento recomendadas o las características eléctricas.

 

Máximo Absolutos (Absolute Máximum Rating)

Las especificaciones principales de los máximos absolutos para IGBTs son:

 

VCesTensión máxima entre el colector y el emisor – es el valor máximo de tensión admisible entre el colector y el emisor cuando la puerta y el emisor se colocan en cortocircuito (indicado por S). Si se excede esta tensión, el IGBT será destruido por el rompimiento de la junción entre el colector y el emisor.

 

VGes Tensión máxima entre la compuerta y el emisor – es el valor máximo de tensión admisible entre estos dos electrodos. Es generalmente entre 20 y 25 V dependiendo del espesor de la capa de óxido que aísla la compuerta. El datasheet específica del componente debe comprobarse.

 

IC Corriente de colector – normalmente indicada para una temperatura ambiente de 25°C. es la corriente de CC máxima que puede ser conducida por el dispositivo bajo las condiciones de temperatura indicadas por el fabricante. En aplicaciones prácticas, la temperatura de la carcasa del dispositivo se considera generalmente en un valor de 100°C.

 

ICm Corriente máxima pulsante del colector – es la corriente máxima que el dispositivo puede conducir en las condiciones de temperatura máxima de la junción. Se específica para un cierto índice de repetición de los pulsos, del ciclo activo y de ciertas condiciones de la repetición. Vea esta especificación en la tabla SOA donde tenemos las regiones seguras delimitadas según el ancho de los pulsos.

 

PD Potencia máxima de disipación – especificada generalmente por una temperatura ambiente de 25 ° c o incluso para una temperatura de la carcasa de 10°C. es la potencia máxima que el dispositivo puede disipar.

 

TJ Temperatura de funcionamiento de la Unión – normalmente adoptada para la industria el valor de 150°C.

 

TStg – Temperatura de almacenamiento – el rango de-55°C a 150°C se suele adoptar.

 

TL Temperatura máxima de soldadura – usualmente indicada durante un tiempo máximo de 5 segundos. Los valores dependen de la carcasa y son alrededor de 300°C.

 

 

Características Eléctricas (Electrical Characteristics)

 

Con el componente apagado(off)

 

BvCes Tensión de ruptura (Colector-Emitter Breakdown Voltage) – es la tensión de ruptura entre el colector y el emisor cuando la puerta se cortocircuita al emisor, bajo un determinado valor de corriente.

 

ICesCorriente de corte del colector (Collector Cut-Off Current) – es la corriente de fuga máxima entre el colector y el emisor con la base y una tensión determinada aplicada a la compuerta.

 

 

Con el componente conduciendo (on)

 

VGE (TH)Tensión umbral gate-emissor (G-E Threshold Voltage) – es la tensión que se aplica entre el emisor y la compuerta hace que el dispositivo comience a conducir. Se especifica típicamente para el punto en el cual la corriente del colector alcanza un cierto valor.

 

VCE (SAT) - Tensión de saturación entre el colector y el emisor (Collector to Emitter Saturation Voltage) – esta función de IGBT es importante para determinar la pérdida del dispositivo en el estado de conducción. Indica la caída de tensión que se produce en el dispositivo bajo una tensión determinada, usualmente dado para una tensión de gate de 15 V. esta característica tiene un coeficiente de temperatura negativo, es decir, disminuye con el aumento de la temperatura.

 

 

Características dinámicas

Típicamente las características dinámicas de operación de un IGBT se especifican para un Vfw = 0 V y una frecuencia de 1 MHz. La alimentación (Vce) se realiza con una tensión de 30 V. Las principales son:

 

CIesCapacitancia de entrada (Input Capacitance) - es la capacitancia entre la base y el resto del dispositivo con el colector cortocircuitado al emisor.

 

COes – Capacitancia de la salida (Output Capacitance) – es la capacitancia medida en el colector cuando la compuerta es cortocircuitada al emisor.

 

CRes – Capacitancia de transferencia inversa (Reverse Transfer Capacitance) – es la capacitancia entre el colector y la compuerta.

 

En la figura 16 tenemos la representación de esta capacitancia.

 

   Figura 16 – Capacitancia en un IGBT
Figura 16 – Capacitancia en un IGBT

 

 

 

Tiempos

En la figura 17 tenemos una representación gráfica para las corrientes y las tensiones en un IGBT en la conmutación.

 

Figura 17 – Características de la conmutación
Figura 17 – Características de la conmutación

 

 

tD (on) – Tiempo de demora para el disparo (Turn-On Delay Time) – es el tiempo que tarda la corriente en alcanzar el 10% de la corriente máxima desde el momento de la aplicación del pulso de conmutación.

 

tr – Tiempo de subida (Rise Time) – tiempo necesario para que la corriente del colector alcance el 90% de la corriente máxima, desde el momento en que se aplica el pulso de conmutación.

 

tD(off) – Tiempo de desconexión (Turn-Off Time) – tiempo que tarda la tensión entre el emisor y el colector para alcanzar el 10% de la VCC desde el instante en que se retira el pulso del disparo.

 

tF – Tiempo de caída (Fall Time) – tiempo que se tarda en que la corriente del colector caiga 90% a 10% del valor nominal siendo ignorado en el instante en que se retira el pulso.

En los datasheet se dan estos específicos en forma de gráficos.

 

 

Características Térmicas

En la figura 18 tenemos el circuito termico equivalente a un IGBT.

 

   Figura 18 – Circuito térmico de un IGBT
Figura 18 – Circuito térmico de un IGBT

 

 

En este circuito tenemos:

 

Rθcs – Carcasa de resistencia térmica para el disipador térmico (Thermal Resistance, Case to Sink) – la resistencia térmica de la carcasa del componente al disipador térmico, que varía según el tipo de carcasa, el tipo de aislamiento y el tipo de pasta térmica utilizada, además del método del montaje del disipador.

 

Rθsa – Resistencia térmica del disipador térmico al medio ambiente (Thermal Resistance, Sink to Ambient) – determinado por la geometría del disipador térmico y el método de refrigeración, más allá del área del disipador térmico.

 

Rθjc – Resistencia térmica de la junción a la carcasa (Thermal Resiarance, Junction to Case ) – y la resistencia encontrada por el calor generado para pasar de la junción del componente a su carcasa. Depende de la forma en que se fabrique el componente, siendo especificado por el fabricante.

 

 

Comparación entre MOSFETs y IGBTs ¿Cuál es el mejor en aplicaciones de hasta 100 kHz?

Los usos industriales que implican el control de energía en inversores, calefacción de inducción, control del motor, fuentes afinadas, etc. se basan en dos tipos principales de componentes: el IGBT y el MOSFET de la energía.

¿Cómo elegir el dispositivo ideal para una aplicación? ¿Cuáles son las diferencias, principalmente en relación con las pérdidas entre los dos tipos de dispositivos?

Una de las preocupaciones que el ingeniero de proyectos del sistema de energía tiene en la actualidad es elegir el dispositivo de control ideal para su aplicación.

En particular, las características de los semiconductores de potencia más utilizados para este fin, que son los IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) y el MOSFET de potencia (Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor), dejan a cualquier profesional en Dudas.

Para los tipos básicos de IGBT y MOSFET la diferencia principal está en la estructura interna. Mientras que en el MOSFET la conexión del dreno está en contacto directo con la N-capa, en el IGBT hay una capa adicional + P que es exactamente el elemento bipolar.

Para un MOSFET común de alta tensión la resistencia Rds (on) (resistencia entre el dren y la fuente cuando el transistor es saturado) es relativamente alta exactamente debido a esta estructura del unipolar.

Para un IGBT la resistencia en conducción es mucho más baja debido a la modulación de los portadores de la carga.

Pero, todavía hay grandes diferencias en relación con el tiempo que el dispositivo tarda en apagarse.

Para el MOSFET el tiempo que el transistor toma para no conducir la corriente depende solamente de la capacitancia de la compuerta, mientras que para el IGBT este tiempo es más grande, dependiendo de las características de la estructura del semiconductor sí mismo.

Esto significa que el tiempo de apagado de un MOSFET puede ser despreciado en comparación con el de un IGBT, en aplicaciones que implican señales de alta frecuencia.

Por esta razón, los IGBTs son preferidos para los usos que funcionan en las frecuencias bajas de la conmutación, mientras que los MOSFETs de potencia tienen un mejor funcionamiento en los usos donde las corrientes frecuencia más altas deben ser controladas.

Por supuesto, la necesidad de tener sistemas con un tamaño cada vez más pequeño y un mejor rendimiento hace que los requisitos para las características de los dos tipos de componentes sean más y más importantes al elegir uno de estos componentes para un proyecto.

Así, para IGBTs existen nuevas tecnologías como Trench y Fieldstop y otras más actuales que permiten una reducción de la tensión de saturación colector-emisor (Vce (sat)). Otras tecnologías permiten reducir las pérdidas dinámicas.

Esto significa que los IGBTs son componentes ideales para aplicaciones donde las frecuencias bajas se utilizan como controles de motores, no-breakes y además una gama más pequeña de aplicaciones que emplean frecuencias más altas.

Para los MOSFETs también hay nuevas tecnologías disponibles que reducen la pérdida inherente de la conducción lo que hace que el dispositivo sea eficiente en frecuencias que alcanzan unos pocos cientos de kHz.

En el diseño de cualquier circuito que implique el control de potencia, la elección del dispositivo correcto para controlar la corriente principal es un punto sensible para el cual el profesional debe estar atento.

Si no hay duda de que, a bajas frecuencias, es mejor utilizar un IGBT y de alta frecuencia un MOSFET de potencia, ¿qué hacer cuando tenemos un proyecto que opera en un rango intermedio de frecuencias?

¿Qué se debe considerar en un proyecto de este tipo?

Lo que haremos a continuación es una comparación entre los IGBTs y los MOSFETs de potencia más modernos comprobando la eficiencia de cada uno en las aplicaciones para el rango medio de frecuencias.

Empezamos por mostrar en la figura 19 los símbolos adoptados para los dos tipos de componentes, observando que podemos o no tener en ambos casos los diodos antiparalelos para la absorción de conmutación transitoria.

 

   Figura 19 – Símbolos para el IGBT y MOSFET
Figura 19 – Símbolos para el IGBT y MOSFET

 

 

Es importante tener en cuenta la presencia de estos diodos ya que hay aplicaciones en las que es necesario y otras donde no es necesario este componente. De esta manera, vamos a ver en ambos casos.

 

Aplicaciones con diodo antiparalelo

En este tipo de aplicación, la comparación debe realizarse en el sentido de que debe tenerse en cuenta la potencia máxima por capacidad de dispositivo.

En la figura 20 se muestra una comparación entre las pérdidas de energía P(tot) y la frecuencia de pulso (fp) para los componentes de las cubiertas TO-220 TO-263 en la línea de dispositivos de 600 V.

 

   Figura 20 - Pérdida x Frecuencia
Figura 20 - Pérdida x Frecuencia

 

 

Como podemos ver por las curvas, el IGBT toma ventajas sobre el FET en frecuencias bajas hasta 30 kHz, mientras que el MOSFET toma ventajas sobre un 60 kHz, especialmente cuando vamos de 100 kHz.

En este intervalo, es difícil decidir sobre cuál debe ser utilizado porque las características son cercanas. El IGBT en el 1 es un IGBT rápido de 15 A mientras que el IGBT en el 2 es un tipo "fast". El MOSFET es un CoolMOS de Infineon a 13 ampères.

 

Tamaño de la Pastilla

Una consideración importante que se debe hacer en la comparación de los IGBTs con los MOSFETs de potencia se refiere al tamaño de la pastilla de silicio usada para la fabricación de cada uno.

Lo que se hace en este estudio, en este caso, es comparar un IGBT de 15 A con un FET de sólo 7 A.

En la simulación mostrada en la figura 21 tenemos las siguientes consideraciones:

 

Figura 21 – Pérdida x Frecuencia de pulsos
Figura 21 – Pérdida x Frecuencia de pulsos

 

 

En la figura 21 la corriente se limita al valor nominal del transistor. Teniendo en cuenta los resultados trazados en la figura 21 es evidente que un IGBT y un FET con el mismo tamaño de goma, que operan con la misma densidad de corriente tiene sus puntos de coincidencia de características alrededor de 100 kHz para pérdidas de energía.

En esta figura el IGBT en el 1 es un tipo fast con corriente de 15 A, el IGBT en el 2 es un IGBT de alta velocidad y el FET es CoolMOS de 7 A.

Vea que en las frecuencias debajo de 30 kHz las ventajas del IGBTs en lo referente a los MOSFETs llegan a ser absolutamente agudas.

 

Aplicaciones con Pulsos de Frecuencias Medias

En comparación con FETs los IGBTs tienen una junción P-N inherente debido a la modulación de los portadores de carga. Debido a la presencia de esta juntura PN, el IGBT puede ser sustituido por una tensión de rodilla y una resistencia diferencial.

Para las corrientes bajas, la caída del tensión en un IGBT depende principalmente de esta tensión de la pastilla mientras que la queda del tensión en el FET depende solamente del valor de la resistencia del RDS(on) , que significa que es baja incluso para las corrientes pequeñas.

En la figura 22 tenemos las pérdidas totales de un transistor para corrientes que oscilan entre 1 y 9 ampères, comparando el rendimiento de FETs y IGBTs con el mismo tamaño de inserto.

 

Figura 22 – Pérdidas en función de la frecuencia
Figura 22 – Pérdidas en función de la frecuencia

 

 

En esta curva, el IGBT en el 2 es un tipo de alta velocidad para 15 A y el FET es un tipo CoolMOS de 7 A.

Las frecuencias en las que los IGBTs y FETs presentan las mismas pérdidas están marcadas.

Es claro, por estas curvas que en aplicaciones donde el transistor se utiliza con corrientes muy altas las pérdidas del IGBT se vuelven mucho peores que las presentadas por el FET.

En la figura 23 se marcan los puntos en los que se tiene la misma pérdida de potencia. La línea discontinua muestra el resultado para el IGBT en comparación con un FET con el mismo tamaño de silicio.

 

Figura 23 – Comparación de pérdidas
Figura 23 – Comparación de pérdidas

 

 

Para los puntos de operación a la izquierda de la línea marcada el IGBT se aprovecha, pero a la derecha está el FET que se aprovecha.

En aplicaciones optimizadas donde las pérdidas menores de FETs son importantes, este factor debe ser considerado.

 

Aplicaciones con Modo Standby

En las aplicaciones que tienen el modo de espera, tales como dispositivos como televisores, VCR, los reproductores de DVD deben tenerse en cuenta en un proyecto de consumo en estado de espera (standby).

En esta condición una corriente muy pequeña, una fracción de la corriente nominal del componente se conduce. En este caso los MOSFETs son los más adecuados para este modo de aplicación.

 

Tabla comparativa:

Banda de frecuenciaAplicaciónIGBTFETMenos de 20 kHzConversión de potencia de alta eficiencia con baja frecuencia de pulsos (drivers, inversores para energía solar, etc.)+-20 kHz a 100 kHzConversión de potencia de alta eficiencia con frecuencia media de pulsos (control de corriente, lámparas fluorescentes, no-breakes, etc.)++20 kHz a 100 kHzFuentes de alimentación con pulsos de frecuencia media sin modo de standby (fuentes tecleadas, PFC, etc.)++20 kHz a 100 kHzFuentes de alimentación con pulsos de frecuencia media sin modo de standby para aplicaciones críticas (fuentes llaveadas, PFC, etc.)-+20 kHz a 100 kHzFuentes de alimentación con frecuencia de pulso media y modo de espera (fuentes llaveadas, PFC, etc.)-+Sobre 100 kHzFuentes de alimentación con pulsos de alta frecuencia (fuentes llaveadas, PFC, etc.)-+

 

 

Cómo probar IGBTs

Una de las pruebas más comunes para una prueba de IGBT es la prueba dinámica que consiste en colocar como carga una lámpara de 40 a 100 W en su colector y alimentar el circuito con una tensión de hasta 100 VDC.

Con la compuerta conectada al emisor del transistor, debe permanecer en el corte y con esto la lámpara extinguida.

Conectando la compuerta al colector (que debe hacerse con una resistencia de 10 k ohms), el transistor se satura y la lámpara se ilumina. Este procedimiento dinámico se muestra en la figura 24.

 

Figura 24 – Prueba Dinámica de IGBT
Figura 24 – Prueba Dinámica de IGBT

 

 

Si la lámpara permanece encendida en ambas pruebas, el IGBT es corto y si permanece apagado, el IGBT está abierto. El lector debe ser consciente de la tensión máxima que se puede aplicar entre la compuerta y el emisor del transistor, que suele ser de 20 V.

Si la prueba se realiza con tensiones más grandes, la tensión aplicada a la cancela debe ser siempre inferior a 20 V.

Sin embargo, una prueba similar se puede hacer con multímetro analógico e incluso con algunos tipos de multímetros digitales que tienen suficiente tensión de prueba para saturarlo, cuando se coloca en las escalas de resistencia o prueba de diodo.

Para ello podemos realizar inicialmente una prueba de cortocircuito, como se muestra en la figura 25.

 

Figura 25 – Prueba con multímetro
Figura 25 – Prueba con multímetro

 

 

Inicialmente medimos la resistencia entre los terminales de gate y el colector y luego entre el gate y el emisor.

En ambas medidas debemos tener lecturas de alta resistencia. Por alta resistencia entendemos valores superiores a 10 M ohms.

Si en cualquiera de las mediciones tenemos una baja resistencia o incluso una lectura media (entre 10 K y 1M ohms), el IGBT es inutilizable para pérdidas cortas o aún excesivas. Si pasa esta prueba, medimos la resistencia entre el colector y el emisor.

En un sentido debe ser alto y en el otro, bajo, porque debemos considerar el diodo de protección que estos componentes tienen, como se muestra en la figura 25.

Una lectura de baja resistencia en ambas mediciones indica un cortocircuito IGBT y una lectura de baja resistencia donde debe ser muy alta (entre 10 k y 1 M) indica un componente con fugas. En ambos casos, el componente no debe utilizarse.

Dependiendo de la tensión de la batería del multímetro, se puede realizar una prueba de conmutación relativamente simple. Para ello, utilizamos la conexión de la figura 26 con el multímetro en un rango intermedio de resistencias.

 

 

Figura 26 – Prueba con multímetro
Figura 26 – Prueba con multímetro

 

 

Tocar con un destornillador o haciendo un puente entre el gate (g) y e l colector (C) del transistor, él debe conmutar.

Esto hará que la resistencia caiga, pasando de un valor muy alto a un valor más bajo que dependa de las características del IGBT en prueba y del multímetro sí mismo.

Sin embargo, es necesario tener en cuenta que la batería interna de algunos multímetros no tiene suficiente tensión para llevar el componente a la conducción.

Para no tener dudas de si esta prueba se aplica con el multímetro que está disponible, será interesante probar con un IGBT que sabemos que está en buenas condiciones.

Una forma de probar un IGBT con el multímetro si la prueba directa descrita no es posible es la que se muestra en la figura 27.

 

Figura 27 – Multímetro y fuente externa en la prueba IGBT
Figura 27 – Multímetro y fuente externa en la prueba IGBT

 

 

Una batería de 9 V o incluso una fuente de tensión más alta (20 V) proporciona la tensión necesaria a la polarización del componente y con eso una lectura de la corriente que aumenta con el tacto se puede hacer en el caso de un componente en buenas condiciones.

 

 

 


 

Contenido 

Parte 1 - Unidades - Energía (CUR2001S)

Parte 2 – Diodos (CUR2002S) 

Parte 3 - Transistores de potencia bipolares (CUR2003S)

Parte 4 - MOSFETs de Potencia (CUR2004S)

Parte 5 - Los IGBTs (CUR2005S)

Parte 6 - Tiristores – El SCR (CUR2006S)

Parte 7 - Tiristores - El Triac (CUR2007S)

Parte 8 – Tiristores – Otros Dispositivos (CUR2008S)